ATF-54143：采用SOT343封装的高性能低噪声增强模式HEMT

ATF-54143：采用SOT343封装的高性能低噪声增强模式HEMT

关键特性

• 出色的线性性能

• 支持增强模式操作

• 非常低的噪声系数

• 高度一致的产品规格

• 栅极宽度为800微米

• 采用低成本SOT343（4引脚SC-70）塑料封装，支持表面贴装工艺

• 提供卷带包装选项，适用于自动化装配

• 无铅版本可选，满足环保制造要求

关键参数

• 工作频率：2 GHz

• 供电电压：3 V

• 标称漏极电流：60 mA

• 输出三阶截距（OIP3）：36.2 dBm

• 在1 dB增益压缩条件下，输出功率为20.4 dBm

• 噪声系数：0.5 dB

• 转换增益：16.6 dB

典型应用场景

• 蜂窝通信及个人通信服务（PCS）基站中的低噪声放大器（LNA）

• 无线局域网（WLAN）、无线本地环路（WLL）与多媒体宽带分布服务（MMDS）系统中的LNA

• 适用于多种超低噪声应用的通用E-PHEMT分立器件

产品概述

安华高科技（Avago Technologies）推出的ATF-54143是一款高动态范围且具有低噪声特性的增强模式高电子迁移率晶体管（E-PHEMT）。该器件采用4引脚SC-70（SOT-343）塑料封装，适用于表面贴装制造。

凭借高增益、高线性度以及低噪声的综合优势，ATF-54143在450 MHz至6 GHz频率范围内，广泛适用于蜂窝通信系统、MMDS网络及其他类似应用。

封装类型为SOT-343，专为小型化及低成本系统优化。

ATF-54143应用信息说明

ATF-54143是专为VHF至6 GHz频段内的商业应用设计的低噪声E-PHEMT器件。与传统耗尽模式PHEMT需负栅压才能导通不同，增强模式器件在栅极相对于源极为正电压时才开始导电。该特性消除了对负电源的需求，简化了系统设计。

ATF-54143的栅极与源极之间需提供约0.6 V的电压差，以达到60 mA的漏极电流，该值略低于双极结型晶体管的基极-发射极电压0.7 V。

阻抗匹配策略

增强模式器件的阻抗匹配方式与耗尽模式相似，主要差异体现在偏置方式的选择上。数据手册中提供了不同偏置条件下的S参数和噪声参数信息。

图1所示为900 MHz与1900 MHz频段中常用的LNA电路。该结构利用L1/C1和L4/C4构成高通匹配网络，以优化噪声系数、增益、S11与S22性能。同时，高通结构还能有效抑制低频增益，从而提升带外抑制能力。

图1. 典型的无源偏置ATF-54143低噪声放大器配置

电容C2与C5为射频旁路提供低阻抗路径。R3和R4则用于实现低频端接，提升系统稳定性。C3与C6作为射频旁路电容，可有效抑制低频混频产物，防止三阶失真。

为确保CDMA信号中1.25 MHz间隔内三阶失真产物的充分抑制，建议C3与C6的电容值为0.1 μF。较低的电容值可能无法有效抑制差频信号，导致双音IP3性能下降。

偏置设计

增强模式技术的一项优势是允许将源极接地，并通过栅极提供正电压以设定漏极电流。相较之下，耗尽模式PHEMT在Vgs为0 V时即可导通。

当Vgs超过阈值电压Vto时，增强模式PHEMT开始导通。在3 V漏源电压及0.6 V栅源电压条件下，典型漏极电流约为60 mA。数据手册提供了实现特定漏极电流所需的Vgs范围。

需注意，若栅极悬空，漏电流将在栅-源之间形成电压差，从而导致漏电流输出。

无源偏置方案

ATF-54143的无源偏置是通过由R1和R2构成的分压网络实现。该网络从漏极获取电压并反馈至栅极，以维持漏极电流恒定。

电阻R5（约10 kΩ）用于限制栅极电流，尤其在器件工作于P1dB或PSAT区域时尤为重要。

电阻R3根据VDD、Vds、Ids以及供电电压计算得出，相关公式如下：

其中：

• VDD：供电电压
• Vds：漏源电压
• Ids：漏极电流
• IBB：R1/R2分压网络的电流

电阻计算示例

假设以下参数：

• VDD = 5 V
• Vds = 3 V
• Ids = 60 mA
• Vgs = 0.59 V

选择IBB为2 mA，作为门漏电流的10倍。根据公式（1）、（2）和（3）计算得到：

• R1 = 295 Ω
• R2 = 1205 Ω
• R3 = 32.3 Ω

有源偏置设计

有源偏置可在温度漂移或器件批次差异时保持偏置点稳定。由于增强模式器件无需负电源，其有源偏置方式与双极晶体管类似。

图2展示了一个典型的有源偏置LNA电路。

Q2的基极通过R1和R2获得恒定电压，发射极则通过0.7 V的基-射压升获得稳定电压。R3作为恒定电流源，确保漏极电流稳定。R1与R2的组合决定了偏置点，同时影响功耗。

相关公式如下：

经推导可得：

有源偏置电路示例

设定以下参数：

• VDD = 5 V
• Vds = 3 V
• Ids = 60 mA
• R4 = 10 Ω
• VBE = 0.7 V

根据公式（1）计算Q2发射极所需电压为3.6 V。公式（2）计算R3值，得到23.3 Ω。公式（3）计算R1与R2连接点的电压，结合基极压升后决定Vds。

通过联立公式（4）与（5），可得R1 = 1450 Ω，R2 = 1050 Ω。R7设置为1 kΩ，用于维持偏置稳定性。R6设置为10 kΩ，用于限制栅极电流，特别是在高RF功率时。

ATF-54143 Curtice ADS模型

基于S参数与非线性模型的设计

ATF-54143的非线性模型集成了芯片与封装模型，其中封装模型已考虑了引脚效应，但未计入PCB接地电感。

S参数与噪声参数数据已包含0.020英寸厚PCB过孔的影响。为确保仿真与实测结果一致，设计时应考虑PCB特性。

图3. 通过增加过孔模型实现仿真与实测S参数对比

噪声参数应用信息

在2 GHz及以上频率，Fmin值基于实测数据，2 GHz以下则通过外推获得。Fmin是通过在16个不同阻抗下进行的16次测量计算得出的。

Fmin定义为在匹配网络将源阻抗（通常为50Ω）转换为Go所对应的阻抗时，器件的最小噪声系数。

设计时需确保匹配网络在提供Go时的损耗最低。若实际提供阻抗Gs ≠ Go，则噪声系数会高于Fmin，计算公式如下：

其中Go为最优反射系数，Rn/Zo为归一化噪声电阻，Gs为实际源反射系数。

Go值在高频下通常较低，随着频率下降而上升。相比窄栅极器件，宽栅极器件通常具有更低的Go。

当FET的Go值较高时，匹配网络需将阻抗提升至远高于50 Ω的值。在L波段及VHF频段，所需阻抗可能达到数千欧姆，需使用高品质因数（Q）元件。

例如，在900 MHz应用中，若采用空气绕线电感（Q > 100），匹配网络损耗可能达到0.25 dB；若使用Q值介于30到50之间的多层电感，则损耗可能超过0.5 dB。

当Fmin为0.15 dB时，总放大器噪声系数可能接近0.65 dB。关于电路损耗及其对噪声系数影响的更多信息，请参考Avago Technologies应用文档1085。