HIP6019B：先进的双PWM与双线性电源控制方案

HIP6019B：先进的双PWM与双线性电源控制方案

主要特性

• 提供四种独立的稳压电压输出
• 适用于微处理器内核、输入/输出、时钟芯片及GTL总线
• 支持N沟道金属氧化物半导体场效应晶体管（MOSFET）驱动
• 输入电压范围为+5V和+12V
• 采用单环控制架构
• 电压模式PWM控制方式
• 具备快速瞬态响应能力
• 高带宽误差放大器
• 支持0%至100%的全占空比调节
• 输出电压调节精度高
• 核心PWM输出：±1%温度漂移
• I/O PWM输出：±2%温度漂移
• 其他输出：±2.5%温度漂移
• 支持TTL兼容的5位数模转换器（DAC）调节核心输出电压
• 电压调节范围：1.3V至3.5V
• 步长为0.1V（2.1V至3.5V）
• 步长为0.05V（1.3V至2.05V）
• 集成电源良好输出电压监测功能
• 具备微处理器内核电压保护机制，防止MOSFET短路
• 集成过压和过流故障监测
• 无需额外电流检测元件，利用MOSFET的rDS(ON)特性
• 转换器体积紧凑
• 恒定频率运行
• 内置200kHz自激振荡器，频率可编程范围为50kHz至1MHz

典型应用

• 计算机主板全功率调节
• 低压分布式电源系统

概述

HIP6019B是一款专为高性能微处理器和计算机应用设计的电源控制与保护集成电路（IC）。该芯片集成了两个脉宽调制（PWM）控制器、一个线性稳压器、一个线性控制器以及多种监测与保护功能，封装于28引脚单列直插式封装（SOIC）中。

其中，一个PWM控制器通过同步整流降压转换器调节微处理器内核电压，另一个PWM控制器则通过标准降压转换器为系统提供3.3V电源。线性控制器用于调节GTL总线电压，而线性稳压器则为时钟驱动电路供电。

HIP6019B内置一个与英特尔兼容的TTL 5位数模转换器（DAC），可将核心PWM输出电压调节在2.1V至3.5V之间，步长为0.1V，以及1.3V至2.05V之间，步长为0.05V。该芯片采用精密基准和电压模式控制，提供±1%的静态调节精度。第二个PWM控制器的输出电压可在3.0V至3.5V之间调节，精度为±2%。可调线性稳压器通过内部旁路器件提供2.5V ±2.5%的电压，而可调线性控制器则驱动外部N沟道MOSFET提供1.5V ±2.5%的电压。

操作描述

HIP6019B能够监测并精确控制四个输出电压电平（见图1、图2和图3）。该芯片专为微处理器计算机应用设计，采用5V电源供电，并从PS2或ATX电源获取12V偏置输入。该IC包含两个PWM控制器、一个线性控制器和一个线性稳压器。

第一个PWM控制器（PWM1）用于调节微处理器内核电压（VOUT1）。PWM1控制器驱动两个MOSFET（Q1和Q2）构成同步整流降压转换器配置，并将内核电压调节至由5位数模转换器（DAC）编程的电平。第二个PWM控制器（PWM2）用于调节输入/输出电压（VOUT2）。PWM2控制器驱动一个MOSFET（Q3）构成标准降压转换器配置，并将输入/输出电压调节至3.0至3.5VDC之间的电阻可编程电平。一个集成线性稳压器为2.5V时钟发生器供电（VOUT4）。线性控制器驱动一个外部MOSFET（Q4）为GTL总线供电（VOUT3）。

初始化过程

HIP6019B在接收到输入电源后会自动初始化，无需对输入电源进行特殊排序。上电复位（POR）功能持续监测输入电源电压。POR会监测VCC引脚处的偏置电压（+12VIN）和OCSET1引脚处的5V输入电压（+5VIN）。OCSET1的正常电平等于+5VIN减去一个固定的电压降。当两个输入电源电压均超过其POR阈值后，POR功能会启动软启动操作。

软启动过程

POR功能启动软启动序列。初始时，SS引脚上的电压迅速增加至约1V，以缩短软启动间隔时间。随后，一个内部11µA的电流源将SS引脚上的外部电容器（CSS）充电至4V。PWM误差放大器的参考输入（+端）和输出（COMP1和COMP2引脚）被钳制在一个与SS引脚电压成比例的电平上。随着SS引脚电压从1V斜升至4V，输出钳位允许生成宽度逐渐增加的PHASE脉冲，为输出电容器充电。在此初始阶段之后，参考输入钳位会减缓输出电压的上升速率，并提供平滑过渡到最终设定电压。

此外，两个线性稳压器的参考输入均被钳制在与SS引脚电压成比例的电压上，从而实现快速且可控的输出电压上升。

图4展示了典型应用的软启动序列。在T0时刻，软启动（SS）电压迅速增加至约1V。在T1时刻，SS引脚和误差放大器输出电压达到振荡器三角波的谷值。将振荡器的三角波形与钳位误差放大器输出电压进行比较。随着SS引脚电压的增加，PHASE引脚上的脉冲宽度增加。脉冲宽度增加的间隔持续到每个输出达到足够的电压，以将控制权转移给输入参考钳位电路。以3.3V输出（VOUT2）为例，这一时刻发生在T2。在T2和T3之间的间隔期间，误差放大器参考电压斜升至最终值，转换器将输出电压调节至与SS引脚电压成比例的电压。在T3时刻，输入钳位电压超过参考电压，输出电压进入调节状态。

图4. 软启动间隔

其余输出也编程为跟随SS引脚电压。每个线性输出（VOUT3和VOUT4）最初跟随3.3V输出（VOUT2）。当每个输出达到足够电压时，输入参考钳位会减缓输出电压的上升速率。当所有输出电压电平均超过其欠压电平时，PGOOD信号会切换为“高”。

故障保护机制

所有四个输出均受到监控，并针对极端过载进行保护。任何线性稳压器输出持续过载或PWM输出过压都会禁用所有转换器，并将FAULT/RT引脚驱动至VCC。

图5展示了故障逻辑的简化示意图。当在VSEN1或VSEN2上检测到过电压时，会立即设置故障锁存器。连续三个过电流故障信号也会设置故障锁存器。比较器指示CSS何时充满电（UP信号），这样在软启动间隔（图4中大约为T3）之前，会忽略任何线性输出（FB3或FB4）上的欠电压事件。在启动时，这允许VOUT3和VOUT4在增加的时间间隔内转换，而不会产生故障。将偏置输入电压（VCC引脚上的+12VIN）循环关闭再打开，可重置计数器和故障锁存器。

图5. 故障逻辑 - 简化示意图

过电压保护

在操作过程中，上MOSFET（Q1）短路会导致VOUT1增加。当输出超过DACOUT的115%的过压阈值时，过压比较器会跳闸以设置故障锁存器，并根据需要导通Q2，以将VOUT1调节至1.15 x DACOUT。这会烧断输入保险丝并降低VOUT1。故障锁存器会使FAULT/RT引脚电位接近VCC。

在初始通电时，一个独立的过压电路提供保护。对于VCC引脚上的电压低于上电复位电压（且高于约4V）的情况，会监测VOUT1的电压是否超过1.26V。如果VSEN1超过此水平，则会根据需要驱动下部的MOSFET（Q2）导通，以将VOUT1调节至1.26V。

过电流保护

所有输出均设有过电流保护。两个PWM控制器均利用上MOSFET的导通电阻rDS(ON)来监测电流，以防止输出短路。线性稳压器监测集成电源设备的电流，并在电流超过230mA时发出过电流信号。此外，线性稳压器和线性控制器均监测FB3和FB4的欠压情况，以防止电流过大。

图6和图7展示了OUT2过载时的过电流保护情况。过载在T0时刻施加，通过输出电感器（LOUT2）的电流增加。在T1时刻，当Q3两端的电压（ID • rDS(ON)）超过ROCSET编程设定的电平时，OVER-CURRENT2比较器跳闸。这会禁用所有输出，通过11µA的电流吸收器对软启动电容器（CSS）进行放电，并使计数器递增。CSS在T2时刻重新充电，并启动一个软启动循环，同时误差放大器被软启动钳位。由于OUT2仍处于过载状态，电感器电流增加，使过电流比较器跳闸。同样，这会禁用所有输出，但在放电前，软启动电压继续增加到4V。计数器递增到2。软启动循环在T3时刻重复，并使过电流比较器跳闸。在T4时刻，SS引脚电压增加到4V，计数器递增到3。这将设置故障锁存器以禁用转换器。故障在FAULT/RT引脚上报告。

图6. 过电流运行

图7. 过电流检测

PWM1控制器和线性稳压器在处理过流故障时的工作方式与PWM2相同。此外，线性稳压器和线性控制器会监控反馈引脚以检测欠压情况。如果过流导致FB3或FB4降至线性欠压阈值以下，且CSS已充满电，则LUV信号会设置过流锁存。在CSS充电间隔期间屏蔽LUV信号，可使线性输出在正常启动时升至欠压阈值以上。关闭再打开偏置输入电源可重置计数器和故障锁存。

电阻器（ROCSET1和ROCSET2）为每个PWM转换器设置过电流跳闸水平。如图7所示，内部200µA的电流吸收器在ROCSET（VSET）上产生一个以VIN为参考的电压。DRIVE信号启用过电流比较器（OVERCURRENT1或OVERCURRENT2）。当上MOSFET（VDS）上的电压超过VSET时，过电流比较器跳闸以设置过电流锁存。VSET和VDS均以VIN为参考，ROCSET上的一个小电容器有助于VOCSET跟踪由于MOSFET开关引起的VIN变化。过电流功能将在由以下公式确定的峰值电感电流（IPEAK）时跳闸：

过电流（OC）触发点随MOSFET的温度而变化。为避免在正常工作负载范围内发生过电流跳闸，请根据上述公式确定ROCSET电阻值：

1. 最高结温下的最大rDS(ON)。
2. 规格表中的最小IOCSET值。
3. 当IPEAK > IOUT(MAX) + (∆I)/2时，确定IPEAK，其中∆I为输出电感纹波电流。

OUT1电压程序

PWM1转换器的输出电压被编程为1.3VDC至3.5VDC之间的离散电平。该输出旨在为微处理器内核提供电压。电压识别（VID）引脚通过一个TTL兼容的5位数模转换器对内部电压基准（DACOUT）进行编程。DACOUT的电平还设置了PGOOD和OVP阈值。表1列出了VID引脚上不同连接组合下的DACOUT电压。由于VID引脚内部由一个10µA的电流源上拉至+5V，因此它们可以保持开路以输入逻辑1。不建议在运行过程中更改VID输入。参考电压的突然变化可能会触发PGOOD信号，并启动过压保护。“11111”的VID引脚组合会生成一个INHIBIT信号，禁用IC并在PGOOD引脚处断开集电极。

应用指南

软启动间隔

最初，软启动功能会钳制PWM转换器的误差放大器的输出。当输出电压增加到设定值的约80%后，误差放大器的参考输入会被钳制为与SS引脚电压成比例的电压。由此产生的输出电压序列如图4所示。

软启动功能控制输出电压的上升速率，以限制启动时的电流浪涌。软启动间隔由软启动电容器（CSS）编程设置。编程设置较快的软启动间隔会增加峰值浪涌电流。峰值浪涌电流发生在初始输出电压升至设定值的80%时。

关机

在软启动电压（VSS）超过振荡器的谷值电压之前，两个PWM输出均不会切换。此外，每个线性放大器上的基准电压被钳制为软启动电压。将SS引脚保持为低电平（漏极或集电极开路信号）会关闭所有四个稳压器。

如下表所示，导致INHIBIT的“11111”VID代码也会关闭IC。

布局考虑因素

MOSFET的开关速度非常快且高效。电流从一个器件切换到另一个器件的速度会在互连阻抗和寄生电路元件上产生电压尖峰。这些电压尖峰会降低效率，向电路中辐射噪声，并导致器件过电压应力。通过仔细的元件布局和印刷电路设计