AD9901：高性能相位与频率检测器

AD9901：高性能相位与频率检测器

产品特性

• 支持相位与频率检测
• 兼容ECL、TTL和CMOS逻辑电平
• 具备线性传递函数
• 无信号盲区
• 提供符合MIL-STD-883标准的版本

典型应用

• 低相位噪声参考环路
• 快速调谐的“敏捷”中频（IF）环路
• 安全跳频通信系统
• 相干雷达发射与接收链

产品概述

AD9901是一款高性能数字相位/频率检测器，能够直接比较最高达200 MHz的输入信号。该器件采用高速沟槽氧化物隔离工艺制造，并结合创新设计，确保其具备线性检测范围，避免了传统数字设计中常见的相位检测盲区。

AD9901可在单一+5 V电源下运行，支持TTL或CMOS逻辑电平；当使用–5.2 V电源时，也可与ECL输入兼容。其开路集电极输出结构允许输出摆幅与后置滤波器输入要求相匹配。通过一个简单的电流设置电阻，可调节输出级电流范围，从而在低频操作时降低功耗。

AD9901的一个显著优势在于，它能够在无需预分频器的情况下，直接对标准中频（IF）频率进行相位/频率比较。传统锁相环（PLL）配置中常见的相位不确定性问题在该器件中被有效消除。AD9901在保持传统相位/频率检测器快速锁定能力的同时，还具备模拟混频器的相位稳定性。

该器件提供商用温度范围（0°C至+70°C）和军用温度范围（–55°C至+125°C）两种版本。商用版本采用14引脚陶瓷双列直插式封装（DIP）和20引脚塑料双列直插式封装（PLCC）。

AD9901还提供符合MIL-STD-883标准的版本，适用于高可靠性应用。

功能框图

图1. TTL模式（基于DIP引脚布局）

图2. ECL模式（基于DIP引脚布局）

工作原理

相位检测器是锁相环（PLL）系统中的核心组件之一，另外两个关键部分是滤波器和可调谐振荡器。图3展示了基本的锁相环控制系统。

图3. 锁相环控制系统

相位检测器的作用是生成一个误差信号，用于在振荡器输出偏离参考信号时重新调整其频率。常见的实现方式包括模拟混频器和数字相位检测器。

AD9901采用数字相位检测器设计，其内部结构包括四个“D”触发器、一个异或门（XOR）和若干组合逻辑电路。该器件支持两种工作模式：线性相位检测和频率检测。

当参考信号与振荡器频率接近时，仅相位检测电路处于活动状态。若频率差异较大，频率检测电路将接管，引导振荡器频率向参考频率靠拢，使其进入相位检测范围。

AD9901的输入为脉冲串，其输出占空比与振荡器和参考信号之间的相位差成正比。图4、图5和图6分别展示了锁定状态、振荡器领先于参考频率以及振荡器滞后于参考频率时的输入/输出关系。输出脉冲串经过低通滤波后，提取出直流均值[Kφ(φI – φO)]，其中Kφ为比例常数（相位增益）。

图4. “锁定”状态下的AD9901时序波形

图5. 时序波形（φOUT领先于φIN）

图6. 时序波形（φOUT滞后于φIN）

在接近锁定状态时，仅两个输入触发器和异或门（XOR）处于活动状态。输入触发器将参考频率和振荡器频率均分，确保异或门的输入为方波。这种二分频操作将非线性检测区域移至传输曲线的两端，而非靠近锁定点。图7展示了锁定状态附近的恒定增益。

图7. 相位增益图

当两个方波通过异或门结合时，若参考输入与振荡器输入相位差为180°，输出占空比为50%，此时AD9901处于锁定状态。任何相位偏移都会导致输出占空比变化。在接近锁定状态时，频率检测触发器提供高电平，以门控异或输出。

AD9901的传递函数可表示为[Kφ(φI – φO)](V/RAD)，其中Kφ为AD9901的输出电压范围除以2π。对于1.8 V的典型输出摆幅，其传递函数为（1.8 V/2π=0.285 V/RAD）。图7展示了AD9901输出的直流均值与输入相位差之间的关系。

图8. AD9901输出波形（FO << FI）

图9. AD9901输出波形（FO >> FI）

图10. AD9901输出波形（FO = FI = 50 MHz）

值得注意的是，传递函数的斜率在中点附近保持恒定。许多数字相位比较器在锁定点附近存在增益为零的区域，形成“死区”，从而增加相位噪声。AD9901通过将死区移至传输曲线的端点，避免了这一问题。如图7所示，端点增益的提升增强了有效误差信号，从而将振荡器拉回线性区域，而不会影响相位噪声。

然而，随着频率的升高，线性范围会减小。在检测范围的末端，参考输入与振荡器输入接近相位对齐，此时检测器的转换速率限制实际上增加了相位增益，导致线性检测范围缩小约3.6纳秒。因此，典型的检测范围可通过公式[(1/F – 3.6 ns)/(1/F)] × 360°计算。例如，在200 MHz时，线性相位检测范围为±50°。

在未锁定状态下，AD9901切换为频率检测模式。当参考信号或振荡器输入信号比对方早出现两次时，频率高或低触发器将被置为逻辑低电平，覆盖异或输出，并将输出维持在适当电平，以引导振荡器频率向参考频率靠拢。一旦频率进入线性范围，相位检测器电路将重新接管。这种结合频率检测与相位检测的机制，有效避免了锁定到参考信号谐波的情况。

图8展示了当振荡器频率远低于参考输入时，“低频”触发器的影响。在VCO正边沿之前发生两次正参考输入跳变时，产生的窄脉冲会增大直流均值。图9则展示了当“高频”触发器对高得多的VCO频率作出反应时的相反效果。

图10展示了在50 MHz操作频率下锁定时的输出波形。当参考信号与振荡器之间的相位差约为-π弧度时，便会产生此输出。

AD9901应用实例

下图展示了一个基于AD9901的锁相环（PLL）系统。设计此类电路的第一步是表征压控振荡器（VCO）的输出频率与调谐电压之间的关系。图中振荡器的传递函数如图11所示。

图11. 压控振荡器（VCO）频率与电压的关系

接下来，检查VCO的工作频率范围，以确保其位于传递曲线的线性部分。在此示例中，当调谐电压约为+1.5 V至+2.5 V时，频率范围为100 MHz至120 MHz。由于AD9901的标称输出摆幅为0 V至-1.8 V，因此在环路滤波器之后接了一个增益为2的反相放大器。

如图所示，一个由两个电阻和一个钽电容组成的简单无源RC低通滤波器，消除了对昂贵的高速运算放大器有源滤波器设计的依赖。在这个二阶无源滤波器系统中，n=2，阻尼因子等于：

τ1和τ2分别为低通滤波器的时间常数R1C和R2C。反相级的增益为2，与鉴相器的增益相乘后，得到：

在KO=115.2 MRAD/s/V，τ1=1.715s，τ2=3.11×10–4s的条件下，所需的阻尼系数为0.7。图中所示的300Ω（R1）、160Ω（R2）和10µF（C）的值近似这些时间常数。RC滤波器的增益为：

当KOKd远大于ωn时，系统的固有频率为：

关于锁相环设计的更多信息，建议参考Gardner的《锁相技术》（Wiley出版）或Best的《锁相环》（McGraw-Hill出版）。